Усилитель мощности класса В от Дугласа Селфа

Может ли "правильный" УМЗЧ класса B обладать меньшими искаже­ниями, чем не менее "правильный" усилитель класса AB?

На странице – ссылка на страницу мы уже познакомились с реализацией усилителя мощности класса В под авторством уважаемого М. Дорофеева («Радио» №3, 1991 г). Схема хорошо продумана, проста в исполнении, но, учитывая её довольно скромные характеристики, может быть рекомендована лишь начинающим радиолюбителям, осваивающим маршрут в мир УНЧ-строения.
Другое дело – схемотехнические изыски Дугласа Селфа, автора многочисленных книг и патентов по аудиоэлектронике, практика, а в дополнение – инженера-разработчика компаний Cambridge Audio, TAG-McLaren Audio и Soundcraft Electronics. Одним из направлений своей деятельности он выбрал концепцию разработки усилителя класса B, в котором все источники искажений сведены до такого ультра-низкого уровня, что появляется возможность бросить вызов представлению о том, что данный режим не подходит для высококачественного звука.
«Снижение искажений до теоретически возможного нижнего уровня является основополагающим требованием для серьезных проектных работ. Это задает технический стандарт усилителя класса B, который я назвал "Безукоризненным" (Blameless), так он безошибочно передает сигнал, а не претендует на какие-то непонятные, субъективные достоинства» – написал Дуглас Селф (Douglas Self) в журнале Wireless World (UK) в июле 1988 г.

Ну а теперь обратимся к третьему изданию книги Дугласа Селфа «Проектирование усилителей мощности звуковой частоты» («Audio Power Amplifier Design Handbook», Douglas Self), а конкретно – к главе 6.6. Отмечу, что в российском варианте этого издания перевод выполнен на удивление неквалифицированно, а схемотехнические изображения содержат массу ошибок. Да и, откровенно говоря – сам англоязычный первоисточник изложен довольно коряво, да так, что разобрать некоторые авторские постулаты без пол-литры практически невозможно. Так что придётся немного поднапрячься и представить на суд свою версию вольного перевода:

6.6 Пример конструкции усилителя мощностью 50 Вт класса В

На рис. 6.16 приведена схема усилителя класса В, предназначенного для высококачественного воспроизведения звука в домашних условиях. Вопреки своему относительно заурядному виду, схема обеспечивают гораздо более высокие характеристики по уровню искажений по сравнению с характеристиками обычных усилителей. Потенциально данная схема является безупречной, но такой результат будет достигнут только в случае соблюдения всех необходимых требований, предъявляемых к выполнению разводки элементов и прокладыванию проводов.
При использовании значений напряжений питания и номиналов, указанных на схеме, усилитель развивает мощность 50 Вт при работе на нагрузку 8 Ом и при входном сигнале амплитудой 1 В среднеквадратического значения.

Рис.6.16 Принципиальная схема усилителя класса В мощностью 50 Вт

Выходной составной эмиттерный повторитель на транзисторах TR6...TR9 выполнен по конфигурации, имеющей, благодаря действию резистора R15, наилучшую линейность при переходе через нулевую точку.
Недостатком такого решения является более низкая температурная стабильность по сравнению со стандартным вариантом выходной топологии. Однако с учётом того, что изменения температуры при эксплуатации в домашних условиях будут незначительными, этот недостаток может быть устранён за счет использования соответствующих размеров радиаторов или термокомпенсаторов.

Глубина общей отрицательной обратной связи была выбрана на уровне 30 дБ на частоте 20 кГц, что должно обеспечить отличные условия для ВЧ стабильности.

Входной каскад (источник тока на транзисторе TR1 и дифференциальная пара TR2, TR3) образуют дифкаскад. Для минимизации третьей гармоники усиление дифкаскада снижено за счет включения резисторов R2, R3.
Транзисторы TR10, TR11 образуют схему токового зеркала, которая обеспечивает точный баланс коллекторных токов транзисторов TR2, TR3, предотвращая, таким образом, возникновение искажений второй гармоники.
При соответствующем подборе величины конденсатора С11, источник тока на транзисторах TR1, TR14 обеспечивает коэффициент подавления шума источника питания (PSRR) на 10 дБ выше по сравнению с обычным диодным вариантом.

Входной резистор R1 и резистор обратной связи R8 имеют равные номиналы. Их надо выбирать настолько низкими, насколько это возможно, исходя из требований обеспечить требуемое входное сопротивление. В этом случае рассогласование базовых токов, вызванное отклонениями величин коэффициентов усиления (бета), будут приводить к минимальному смещению постоянной составляющей. Это не повлияет на рассогласование напряжений Vbe транзисторов TR2 и TR3, которое проявляется непосредственно на выходе, однако, их влияние гораздо меньше, чем влияние токов Ib. Даже в том случае, когда транзисторы TR2, TR3 являются высоковольтными с низким значением коэффициента усиления (бета), выходное смещение не будет превышать ± 50 мВ, что является весьма неплохим результатом и устраняет необходимость предварительной установки баланса, а также отдельной схемы слежения за смещением выходного напряжения. Малая величина сопротивления резистора R8 определяет также малое значение сопротивления для резистора R9, что улучшает шумовые характеристики усилителя.

Значение емкости С2 (220мкФ) совместно с величиной резистора R9 определяет спад характеристики по низкой частоте, который составляет 3 дБ на частоте 1.4 Гц. Целью является не неоправданный увод характеристики в области сверхнизких частот, а снижение НЧ искажений, вызванных нелинейностью параметров конденсатора. К примеру, уменьшение этой емкости до 100 мкФ ухудшает значение коэффициента нелинейных искажений на частоте 10 Гц с 0.0006% до 0.0011%, что автор считает неприемлемым эстетически, если даже такие искажения и не воспринимаются на слух. Ограничение же нижней полосы можно сделать до усилителя мощности с использованием неэлектролитических конденсаторов.

Защитный диод D1 предотвращает повреждение конденсатора С2 в случае возникновения неисправности, которая заставит его перейти в режим глубокого насыщения, хотя такое развитие событий и кажется маловероятным.

Конденсатор С7 обеспечивает некоторое стабилизирующее опережение фазы и ограничивает полосу пропускания с замкнутой ООС.

Сигнал, поступающий с выхода дифкаскада, усиливается по току эмиттерным повторителем (TR12), а далее поступает на вход усилителя напряжения (TR13) со схемой смещения выходных транзисторов в коллекторной цепи.
Конденсатор С3 образует местную ООС на ВЧ частотах (цепь компенсации Миллера), обеспечивающую линейность каскада, которая повышается за счет увеличения общего (с учётом повторителя) коэффициента усиления по току и, соответственно, дополнительной прибавки в глубине местной ООС.
Емкость конденсатора C3 относительно высока и составляет 100 пФ, чтобы скомпенсировать собственные емкости транзистора и паразитные емкости монтажа, позволяя сделать работу схемы предсказуемой. Рассчитанное значение скорости нарастания выходного напряжения составляет 40 В/мкс.
Коллекторная нагрузка усилителя напряжения представляет собой стандартный источник тока, необходимый для того, чтобы обеспечить стабильную работу цепи смещения выходных транзисторов.

Стабильность тока покоя выходного каскада

Так как большая часть величины коэффициента гармоник безупречного усилителя определяется процессами, возникающими при переходе выходного напряжения через нулевое значение (точку кроссовера), очень важное значение приобретает поддержание оптимального тока покоя. Стабильность рабочей точки требует, чтобы цепь смещения компенсировала изменения Vбэ четырех последовательно включенных p-n-переходов, а именно – двух драйверных и двух выходных транзисторов.
Схема смещения на транзисторе TR13 представляет стандартный умножитель напряжения Vбэ, модифицированный для того, чтобы сделать падение напряжения на нем более стабильным при изменениях протекающего через него тока. Такие изменения возникают из-за того, что источнику тока на TR5 не удается полностью устранить зависимость от влияния изменений напряжения источника питания. Также выходной ток TR5 смещается из-за нагрева. Поддержание стабильности рабочей точки усилителя класса В непростая вещь даже в самых благоприятных условиях, поэтому имеет смысл устранить влияние этих факторов.
Умножитель напряжения Vбэ на транзисторе TR13 имеет дифференциальное сопротивление около 20 Ом. Другими словами, его напряжение изменяется на 1 мВ при дрейфе постоянного тока на 50 мкА. Введение резистора R14 приводит к уменьшению этой зависимости к виду со слабо выраженным пиком, и которая может стать ещё менее выраженной при выборе определенного значения тока (рис. 6.17).


Рис.6.17 График зависимости напряжения цепи смещения от тока

При выборе значения сопротивления R14 равным 22 Ом максимальное значение напряжения (точка экстремума) располагается при значении тока 6 мА. В этом случае для изменения напряжения смещения на 1 мВ, ток покоя должен отклоняться от своего значения более чем на 500 мкА. Если Tr5 работает при другом токе, номинал резистора R14 необходимо изменить. Например, величина сопротивления 16 Ом устанавливает максимальное значение напряжение при токе 8 мА.

Если выходные транзисторы имеют корпуса TO3, то транзистор цепи смещения (Tr13) лучше разместить в контакте с верхней частью или корпусом одного из выходных транзисторов, нежели чем с радиатором, поскольку такой способ организации тепловой обратной связи – самый быстрый и эффективный.

Выходной каскад

Выходной каскад представляет собой стандартный составной эмиттерный повторитель, за исключением подключения R15 между эмиттерами драйверных транзисторов без подсоединения к выходной шине. Это обеспечивает более быстрое и чистое (с точки зрения искажений) переключение выходных полупроводников на высоких частотах, что может быть заметным на частотах от 10 кГц и выше (в зависимости от типа транзисторов). Конденсатор С5 дополнительно ускоряет процесс переключения.

C6 и R18 образуют цепь Зобеля, а индуктивность L1, демпфируемая резистором R19, изолирует усилитель от емкостной составляющей нагрузки.

На рис.6.18 изображён график искажений усилителя при мощности 50 Вт на нагрузке 8 Ом. Они возрастают примерно с 0,001 % на частоте 1 кГц до значения 0,006 % на частоте 10 кГц. Ширина полосы пропускания при измерениях оказывает влияние на частотную зависимость КНИ, т. к. присутствующие малые искажения, определяемые переходом через нулевое значение (точку кроссовера), имеют спектральный состав высоких порядков.


Рис.6.18 КНИ при мощности 50 Вт/8 Ом; полосы измерения 30 кГц и 80 кГц

Впечатляющее улучшение суммарного коэффициента нелинейных искажений можно получить при использовании в усилителе Класса В двухполюсной частотной коррекции. В этом случае C3 заменяется двумя последовательно соединёнными конденсаторами 100 пФ (к базе Tr12) и 220 пФ (к коллектору Tr4), а между ними включается резистор 1 кОм, второй вывод которого соединяется с минусом питания.
Такой вариант частотной коррекции отлично справляется со своей задачей: снижение суммарного коэффициента нелинейных искажений на частоте 10 кГц достигает 0,0015 %, тогда как о значении данного параметра на частоте 1 кГц можно только гадать. При этом не возникало никаких признаков, говорящих о возможной нестабильности, однако, как и во всех случаях, такая схема коррекции требует тщательной проверки с широким диапазоном нагрузок.

В результате было обнаружено, что «безупречный усилитель» с двухполюсной коррекцией почти вплотную позволил приблизиться к долгожданной цели – к усилителю, в котором отсутствуют искажения!

Douglas Self, Audio Power Amplifier Design Handbook, Third Edition


Конечно же, первое, что хочется сделать после прочтения такого опуса – проверить описанный "шедевр", если не в железе, то, по крайней мере, в симуляторе. Дело это недолгое, поэтому, забив схему в программу моделирования, поделюсь своими впечатлениями.

1. Величины нелинейных искажений при 1 кГц и 10 кГц в целом близки к значениям, приведённых Дугласом Селфом. Они крайне низки и при этом мало зависят от тока покоя выходных транзисторов (практически одинаковы – что при токе 5 мА, что при токе 15 мА, что при 100 мА).
Учитывая простоту схемы и довольно скромную глубину ООС, можно зафиксировать, что автору путём выбора оптимальных режимов и использованием схемотехнических нюансов действительно удалось создать "безукоризненный" усилитель с крайне низким значением коэффициента нелинейных искажений!

2. Теперь, что касается устойчивости УМЗЧ. При использовании схемы, приведённой на Рис.6.16, и транзисторов, рекомендованных автором, схема достаточно устойчива – фазовый запас (разность между фазовым сдвигом на частоте единичного усиления и 180°) составляет 38°.
При применении в усилителе предлагаемой двухполюсной частотной коррекции устойчивость падает, и запас по фазе уже снижается ниже 20°. При подаче на вход прямоугольного сигнала на спадах выходных импульсов появляются некрасивые выбросы длительностью около 7 мкс.
Ещё хуже дело обстоит при замене выходных транзисторов на более современные. Тут уже запас по фазе может падать до значений, близких к нулю, или даже отрицательных величин. Поигравшись с корректирующей цепью в ООС, удалось повысить устойчивость УМЗЧ при сохранении характеристик, достигнутых с помощью двухполюсной частотной компенсации. Вот что у меня получилось в сухом остатке:


Основные параметры усилителя класса B от Дугласа Селфа, полученные в результате моделирования на симуляторе: