Схема сетевого регулятора мощности на полевых транзисторах

MOSFET транзисторы, как эффективная альтернатива тиристорам и симисторам в схемах регуляторов мощности, работающих в сети переменного тока 220 В. Или как получить ШИМ синусоиду на выходе регулятора мощности?

Несмотря на то что тиристорные и симисторные регуляторы мощности перемен­ного тока, построенные по принципу фазоимпульсного управления, получили широкое распространение, они обладают рядом недостатков. Основными из них являются: искажение формы напряжения в нагрузке, большой коэффициент пульсаций и, как результат, невозможность подключения потребителей, требующих синусоидальной формы питания. Именно поэтому уделом таких простейших регуляторов в основном являются системы управления освещением и обогревом.

Приведённое здесь устройство регулятора мощности на MOSFET транзисторах во многом лишено перечисленных выше недостатков, сохраняя при этом простоту симисторных схем и используя доступную элементную базу. Схема под авторством А. Евсеева была опубликована в журнале Радиомир, 2006, №5. Обнародуем и мы основные выдержки из этой статьи:

Регулятор мощности на транзисторах MOSFET         А.Евсеев, г.Тула

Схема регулятора мощности представлена на Рис.1.



Силовой ключ выполнен на транзисторах VT1, VT2, включенных встречно-последовательно. Наличие в каждом транзисторе внутреннего защитного диода, включенного параллельно каналу в обратной полярности (анодом к истоку, катодом к стоку), позволяет обеспечивать протекание тока в нагрузке при положительных и отрицательных полупериодах сетевого напряжения.

На трех логических элементах микросхемы DD1 выполнен генератор импульсов с регулируемой скважностью. Частота импульсов – около 2 кГц (значительно выше частоты сетевого напряжения). При наличии высокого уровня на выходе инвертора DD1.3 транзисторный ключ открыт, и ток протекает через нагрузку. При этом в положительный полупериод ток протекает через открытый канал транзистора VT1 и защитный диод транзистора VT2, а в отрицательный полупериод – наоборот, через защитный диод транзистора VT1 и открытый канал транзистора VT2. Если же на выходе DD1.3 – низкий уровень, то оба транзистора закрыты, и нагрузка обесточена. Временные диаграммы работы регулятора показаны на Рис.2.



Очевидно, что изменение скважности импульсов позволяет изменять мощность нагрузки от нуля до максимального значения, соответствующего полному напряжению сети.

Питание микросхемы DD1 производится от однополупериодного выпрямителя с параметрическим стабилизатором, собранным на элементах R2 VD3, VD4, С2. Следует обратить внимание, что "–" стабилизатора напряжения соединен с истоками полевых транзисторов и с общим проводом микросхемы, поэтому напряжение на затворы транзисторов подается относительно их истоков.

Преимущество данного способа регулирования перед фазоимпульсным состоит в том, что коммутация нагрузки происходит со значительно большей частотой, чем в регуляторах на тиристорах, это позволяет регулировать мощность для малоинерционных нагрузок.

Указанные на схеме транзисторы IRF840 имеют следующие параметры: ток стока – 8 А, максимальное напряжение между стоком и истоком – 500 В, сопротивление канала в открытом состоянии – 0,85 Ом, рассеиваемая мощность – 125 Вт. Эти транзисторы можно заменить на IRF740, IRFP450, IRFP460, IRFPC50, IRFPC60, IRFP350, IRFP360 BUZ80. Перед установкой в устройство следует убедиться, что транзистор имеет защитный диод (это легко сделать с помощью омметра).
Максимальная мощность нагрузки определяется предельным током открытого транзистора, при этом мощность, выделяющаяся на открытом канале, не должна превышать предельно допустимую.
Частота генератора в случае необходимости может быть изменена подбором емкости С1.

Радиомир, 2006, №5, стр.18, 19

Несмотря на видимую простоту, принцип функционирования данной схемы не так очевиден, как кажется, и, по большому счёту, пока не нарисуешь (мысленно или натурально) диоды, встроенные в транзисторы – понять путь протекания тока в нагрузку без пол литры весьма затруднительно.
Также довольно остроумно исполнена цепочка питания цифровой микросхемы, напряжение на которой всегда равно +12 В относительно истоков транзисторов, независимо от мгновенных значений напряжения сети.

Так что автору этой концепции, кем бы он ни был, респект!
В качестве пожеланий – К561ЛА7 следует заменить на К561ЛН2 (CD4049), а оставшиеся 3 инвертора подключить параллельно DD1.3. Такому умощнённому выходу будет легче раскачать большие входные ёмкости полевиков, что приведёт к их более быстрым переключениям, а соответственно, к меньшему разогреву.
Номинал переменного резистора R1 более подходит для ТТЛ-логики, поэтому для КМОП микросхем его следует увеличить раз в 10. Разумеется, ёмкость С1 в этом случае необходимо уменьшить в те же 10 раз.