Схемы преобразователей напряжение – частота

Генераторы, управляемые напряжением, на транзисторах,
операционных усилителях и логических КМОП элементах

Как следует из названия, генератор, управляемый напряжением (ГУН, VCO, Voltage Controlled Oscillator) – это генератор, частота колебаний которого зависит от напряжения, подаваемого на его управляющий вход.
В данной статье мы в основном рассмотрим варианты построения релаксационных генераторов, генерирующих сигналы пилообразной или треугольной форм в широком диапазоне частот. Именно такие ГУН нередко используются в составе специализированных интегральных микросхем.

Однако начнём мы с простейшего классического транзисторного мультивибратора, который посредством простейших манипуляций превращается в генератор прямоугольных импульсов, частота колебаний которого зависит от приложенного к его управляющему входу напряжения (Рис.1).

Рис.1 Генератор, управляемый напряжением, на базе мультивибратора

Данный ГУН не претендует на высокие параметры линейности преобразования напряжение-частота, а также широкий диапазон перестройки, однако в некоторых практических случаях он может оказаться вполне востребованным за счёт своей схемотехнической простоты.
При указанных на схеме номиналах элементов генератор изменяет частоту импульсного напряжения на выходе (со скважностью близкой к 2) в диапазоне частот 290...950 Гц при изменении напряжения на управляющем входе от 0 В до Еп. Одновременным изменением номиналов конденсаторов С1, С2 можно пропорционально в ту или иную сторону изменять частоту колебаний.
Как это работает?
Входной эмиттерный повторитель на транзисторе VT1 создаёт необходимое для корректной работы мультивибратора начальное смещение (при Евх=0) около 0,7 В. При повышении напряжения на входе растёт и напряжение смещения на базах транзисторов VT2 и VT3, работающих в режиме близком к ключевому. Это приводит к уменьшению порога (а соответственно, увеличению скорости) их переключения, что в свою очередь, обуславливает повышение частоты генерации.

Значительно более высокими характеристиками обладает схема релаксационного ГУН, приведённая на Рис.2.

Рис.2 Схема релаксационного генератора, управляемого напряжением

В начальный момент включения питания конденсатор С1 представляет собой короткое замыкание. При этом напряжение на входе триггера Шмитта DD1.1 – "1", на выходе – "0", на выходах DD1.2 и DD1.3 – "1". Соответственно: ключ на транзисторе VT5 закрыт, на VT4 – открыт. Начинается процесс заряда конденсатора С1 током, текущем в направлении от +Еп к земле. Постоянство этого тока обеспечивается источником тока на транзисторах VT2, VT3, а величина тока – значением напряжения, снимаемого с истока повторителя VT1.
Как только напряжение на нижней обкладке конденсатора достигнет уровня отпускания триггера DD1.1, все логические элементы переключатся в противоположное состояние, ключ на VT4 закроется, отключив источник тока от конденсатора, а ключ на VT5 откроется, начиная очень быстро притягивать напряжение на обкладке С1 обратно к +Еп.
В ходе этого быстрого роста напряжения, а конкретно – в момент срабатывания триггера Шмитта, логические элементы и ключи опять переключатся в первоначальное состояние, после чего история зациклится, обеспечивая на обкладке С1 колебательный процесс с пилообразной формой колебаний. Амплитуда этих колебаний равна разнице между порогами срабатывания-отпускания триггера Шмитта и при напряжении питания +15 вольт составляет приблизительно ±4 В.
Для сохранения линейности снимать этот пилообразный выходной сигнал можно только посредством высокоомной нагрузки, сопротивлением не менее 1 МОм.
Импульсы же, идущие с выходов логических элементов, имеют очень высокую скважность, что не всегда удобно, поэтому в устройство добавлен ОУ, включенный по схеме компаратора, функцией которого является получение на выходе импульсного сигнала со скважностью, близкой к 2.
Изменением номинала резистора R5 эту скважность можно менять в широких пределах.
Если всё ж таки на выходе ГУН необходим сигнал пилообразной формы, то этот ОУ следует включить по схеме повторителя напряжения (замкнуть его выход на инвертирующий вход).

Настройка устройства сводится к уточнению номинала резистора R2 с целью получения при нулевом напряжении на входе минимально возможной частоты колебаний (в пределах 2...3 Гц).

Большим достоинством приведённого ГУН является отсутствие в цепях формирования пилообразного напряжения операционных усилителей, что даёт возможность получить (при уменьшении номинала С1) частот вплоть до 4...5 сотен килогерц. Дальнейшего увеличения частотного диапазона можно достичь при использовании более высокочастотной серии логических элементов. При этом, при необходимости иметь на выходе меандр, ОУ TL071, разумеется, также следует заменить на более высокочастотный.

Недостатком же данного преобразователя напряжение-частота является не очень высокий показатель линейности преобразования, который составляет 3...4%. Объясняется это проявлением эффекта Эрли в источнике тока (эффект влияния напряжения между коллектором и базой на ток коллектора). Устранить этот недостаток можно включив в состав источника тока ОУ. Причём, если заставить этот источник работать в статическом режиме, а коммутацию производить посредством всё тех же быстрых МОП транзисторов, то и параметр быстродействия не сильно пострадает, и нелинейность не будет превышать 1%.

Рис.3 Схема улучшенного релаксационного ГУН

Данная схема не выглядит сложнее предыдущей, однако существенным её недостатком является необходимость использования двухполярного источника питания. Объясняется это просто – неумением большинства распространённых операционных усилителей работать с однополярными источниками питания при нулевых напряжениях на входе и выходе. И хотя в природе существуют ОУ с возможностью работать в однополярном Rail-to-Rail режиме, однако они, к сожалению, довольно дороги и дефицитны.

В приведённой схеме ОР1 и транзистор VT1 образуют генератор тока, управляемый напряжением, а всё остальное работает аналогично предыдущей схеме ГУН, изображённой на Рис.2.
Величина напряжения -Еп некритична и может выбрана любой из диапазона: минус (3...Еп).

Ну и, конечно же, было бы неправильно не упомянуть схему генератора, управляемого напряжением, приводимую в справочных данных нескольких производителей ОУ. Данный преобразователь имеет ряд недостатков, главным из которых является существенная зависимость его характеристик от внутреннего сопротивления источника управляющего напряжения, однако схема распространена и находит применение в практических устройствах. Вот что пишут по поводу данного ГУН уважаемые авторы многотомника "Искусство схемотехники" Хоровиц и Хилл:


Рис.4 Генератор сигналов специальной формы, управляемый напряжением

Интегратор на IC1 включён так, чтобы при включении Q1 ток зарядки конденсатора ( Vin/15 kΩ ) менял знак, но не величину. На IC2 собран триггер Шмитта с порогами переключения на одной трети и двух третях VREF. Q1 исполняет роль ключа и замыкает нижний конец R4 на землю, когда на выходе IC2 ВЫСОКИЙ уровень, либо размыкает цепь в противном случае.

Приятным свойством схемы является её работа от однополярного источника. TLV3501 – КМОП компаратор с выходным сигналом полного диапазона питания, т. е. на выходе триггера всё время находится либо уровень VREF, либо земля. Данный факт, в свою очередь, гарантирует неизменность порогов переключения, как это могло бы происходить, будь на месте TLV обычный ОУ, т.к. размах сигнала у таких микросхем не специфицируется. Указанные компоненты обеспечивают стабильную частоту и амплитуду треугольного сигнала. Отметим, что частота зависит только от отношения Vin/VREF, и, если Vin формировать из VREF с помощью делителя, например, с помощью какого-либо резистивного датчика, выходная частота будет меняться с изменением его сопротивления, но не с изменением VREF. Это очередной пример использования логометрической техники, позволяющей избавиться от влияния нестабильности напряжения питания.

И масштабный коэффициент для частоты, и амплитуда выходного сигнала устанавливаются опорным напряжением VREF, которым питается IC2. В данном случае его точность и стабильность задаётся 3-выводным источником IC3 на уровне +5.00 V. Если управляющее напряжение получается делением VREF, то дополнительная стабилизация уровня самого VREF не нужна, но желательна, т. к. амплитуда выходного сигнала прямо зависит именно от этого напряжения.

Для интегратора выбран прецизионный ОУ с максимальным напряжением смещения 60 μV. Сделано это для расширения диапазона регулировки частоты вниз почти до нуля вольт на входе. Данную характеристику можно описывать в терминах динамического диапазона цепи управления частотой. Входное напряжение смещения интегратора создаёт ошибку установки частоты, равную 2×Vos (из-за делителя R2R3). Иначе говоря, при Vin≈2×Vos выходная частота будет иметь ошибку 100% (т.е. она может в этот момент быть как в два раза больше установленного значения, так и быть близка к нулю). Отсюда разница между максимальной и минимальной частотой сигнала задаётся отношением VREF/Vos . Указанный на схеме LT1077C обеспечивает отношение VREF/Vin = 5V/60μV или примерно 100'000:1.

Операционный усилитель, выбранный для интегратора, должен допускать входной сигнал вплоть до уровня отрицательной шины, т. е. должен быть из числа ОУ с одним питанием. LT1077 соответствует.

Входной ток Ib интегратора также создаёт ошибку, причём её значение возрастает при низких уровнях управляющего напряжения Vin. Входные токи LT1077C хорошо согласованы между собой и равны Ib(max) = 11 nA. Такой ток вызывает на сопротивлении входных цепей ошибку для наихудшего случая порядка 30 μV, что меньше ошибки от напряжения смещения Vos. Комбинация этих величин (90 μV) сокращает динамически диапазон ненастроенной схемы до 50'000:1. Тот факт, что ошибка от Vos превышает таковую от Ib, неслучаен: именно с такой целью сделан выбор в пользу низких номиналов R1...R4 (и соответствующей величины C1 для задания требуемого частотного диапазона).

LT1077C можно подстраивать, чтобы расширить динамический диапазон. Поэтому реальным ограничителем точности преобразования в районе нуля является дрейф величин Vos и Ib по времени и температуре.

TLV3501 необычно шустрый (4.5 ns) компаратор с диапазоном изменения выходного сигнала, равным полному напряжению питания. Но само это напряжение ограничено +5.5 V max. Если требуется работать с более высокими значениями, придётся подобрать что-либо ещё, например, rail-to-rail ОУ CA3130. Данный усилитель относится к нескомпенсированным и показывает лучшие результаты среди малопотребляющих моделей. Правда, это старая разработка и на данный момент почти полностью исчезла из продажи. CA3130 имеет большое напряжение смещения и, к тому же, неустойчив в режиме интегратора [что там, интересно, с талантами разработчиков?], поэтому в качестве IC1 не подходит.

Ещё один вариант замены компаратора – КМОП таймер типа 555, например, ICL7555. У него стабильные пороги переключения (треть и две трети уровня питания) и выходной размах, равный полному диапазону питания.

Варианты для ключа Q1. Подойдут SD210 или 74HC4066, причём, их меньшая ёмкость улучшит работу схемы у верхней границы частотного диапазона.

Если потребляемая мощность важнее, чем максимальная частота или динамический диапазон, можно использовать в качестве обеих микросхем малопотребляющий RR КМОП ОУ, например, TLC2252 (сдвоенный, 35 μA на канал). В этом случае стоит пропорционально увеличить номиналы резисторов во входных цепях, потому что входной ток КМОП ОУ пренебрежимо мал для этой задачи.

Если интересен сдвоенный ОУ, хорошим выбором будет LM6132 – RR входы и выходы, скорость нарастания 14V/μs. В этом семействе есть варианты и побыстрее (LM6142/52), но они имеют большие входные токи и потребляемую мощность.

Ещё один вариант: комбинированная микросхема – «усилитель-компаратор-опорный источник» MAX951. Его использование рассматривалось, но выжать такие же параметры, как у комбинации на схеме Рис. 4 , ни из него, ни из специализированных таймеров, подобных LTC699x не удалось. Данная схема хороший пример результата, которого можно достичь, используя комбинацию лучших микросхем в наибольшей степени подходящих для решения конкретной задачи, по сравнению с использованием универсальных или модульных решений.